2.2 电源设计
如果将硬件比喻成人体，则电源就相当于这个人的心脏。只有心脏稳定工作，整个人体系统才能正常运转。电子设备要完成许多高级的功能，因此，对其供电电源的精度、纹波、环境、动态响应能力等指标都有非常高的要求。而对于智能硬件产品，电源的设计需要有更高的要求，成本、供应、极限性能、封装兼容性、芯片工艺、不良率及设计余量等都要一并进行考虑，只有这样，才能设计出好的电源系统。
在电源的设计中，不仅要懂得其中的工作原理，还要对每一处细节进行把控，这样才能设计出高性价比、满足负载需求的电源。
2.2.1 案例详解
案例1 CC项目电池系统优化设计
【问题描述】
CC 项目是天猫精灵首款带电池、摄像头及 LCD，具备视觉能力的产品，它肩负着天猫精灵从仅支持语音向可支持视频通话业务拓展的重任，因此，对其整机待机及工作时长均有较高的要求。我们希望支持 ASR（Automatic Speech Recognition，自动语音识别）的音箱能够待机 11 ～ 15h，最大功率下播放 2 ～ 3h。业界带电池音箱的电池平均电压在 3.5V时会关机，这虽然可以满足产品规格需求，但从电池特性上看，电池电压 3.5V 到 3.3V 还有约 20% 的电量没有被释放，挖掘此部分电池电量可以增加 25% 的时长，提升用户的使用体验。
【问题分析】
CC 项目为 5W 双扬声器设计，在最大音量工作时，电池输出峰值功率可以达到 100W以上，对应的峰值电流可以达到 25A 以上，特别是电池电量低时（电池电压平均低于 3.5V时），电池电流瞬间可以达到 28A，此时电路中会产生一个很大的电压降，电池实际输出到充电 IC 的电压只有 2.8V，这导致充电 IC 电池输入的电压接近 2.6V 的最低门限，如果电池电压继续降低，则会低于充电 IC 的输入的最小值，此时后级系统会产生断电风险，电池平均电压在 3.3V 时，即在最大功率工作时，电池电压会拉低到 2.2V 左右。因此，若希望电池平均电压能工作在 3.3V 时关机，则需要寻找一款能够工作在 2V 及以下的充电 IC，同时，后级系统 Boost 电源 IC 也需要达到 2V 以下。
【解决方案】
因产品待机时整机功耗较低，电池电压可以平稳工作在 3.3V 以下，待机状态下的产品不涉及电池电压跌落，这里重点解决低电量大功率音视频播放时，电池电压跌落造成的系统异常断电的问题。
为达成在大功率音视频播放时，电池电压能够工作在 2.2V 以下的目标，我们梳理了硬件电路系统电源树所有相关的器件，对关键瓶颈物料进行规格分析，确定需要进行规格升级的充电 IC 及后端 Boost 芯片，保证充电 IC 和 Boost 在电池电压为 2V 时正常工作，系统正常运转。
梳理充电 IC 各个供应商资源，发现现有充电 IC 的最低工作电压都超过了 2.6V，无法满足现在项目的需求。常规充电芯片电池最低工作电压范围如表 2-1 所示。
因此，我们通过梳理智能音箱电池场景需求规格，并与行业主流供应商进行技术交流，大胆决定采用芯片定制的方案来解决这个问题。最终评估，通过定制修改充电 IC 低电压门限，降低芯片内部 MOS 管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属 -氧化物半导体场效应晶体管，是 MOSFET 的缩写）关断电压门限，充电 IC 电池最低工作电压达到了 2V 以下，实现了我们的需求，同时相对原有充电 IC 方案，还降低了成本。供应商单独开芯片分支型号专供天猫精灵，将该芯片用在 CC 项目上，最终在 DVT 阶段完成了各项功能的验收。
增加定制规格后，电池最低工作电压范围发生变化，芯片规格书部分内容如表 2-2 所示。
Boost 电源的选择较多，且电池电压工作范围较宽，为了保证后端硬件电源系统的稳定性，结合项目需求，我们选择某公司的 Buck-Boost 芯片，将 PMU（Power Management Unit，电源管理单元）输入电压固定在 3.6V，提升了系统稳定性及电源效率。
另外，在待机功耗场景方面，我们也做了部分优化。尽量使用 PMU 自带的 LDO（Low Dropout Regulator，低压差线性稳压器）供电，将不同外设进行分类，常用外设与非常用外
设挂在不同的电源树分支上，做到尽可能独立控制关闭，在某个外设不使用时及时关闭，以降低功耗，减少电池耗电。对 I2C 总线上的设备也进行分类，将只读设备、只写设备及读写设备进行合理搭配，减少总线拥塞，提高总线读取速度，减少软件等待时间，降低总体功耗。
经过对电源供电和电池充电电路系统化的优化后，产品功耗大幅降低，ASR 时待机可以达到 22h，静音时待机至少可以达到 40h，视频播放时待机可以达到 4.5h 左右，远远超出规格需求。
【意外插曲】
CC 市场反馈定制充电 IC 的烧毁概率较高，从供应商的分析和代工厂做的相关实验来看，这种情况是输入过压冲击导致的 IC 损坏，而原 DC 向小板电路输入时电路本来是有抗浪涌设计的，但由于种种原因，浪涌管被代工厂删减了，实际测试没有浪涌管的机器，最大只能抗140V 电压，当电压达到 150V 时 IC 就被烧毁了。而加了浪涌管的机器电压可以达到 280V。
然而代工厂增加浪涌管之后，发现充电 IC 烧毁比例仍没有有效降低，说明增加的浪涌管对充电 IC 的损坏情况并没有改善。通过供应商与研发人员多次分析及验证，确认造成这种情况的原因是部分偏上限适配器在插入器件时，有瞬时 33µs 时长、18V 以上的电压产生，浪涌管无法快速吸收这个电压，器件高压损坏。
模拟适配器电压设定为 13.2V，开机状态下插入 DC 电源，VBUS 引脚概率性出现超过18V 的超规格电压尖峰，且时间间隔为 33µs。
最终可得到如下结论。
DC 板的浪涌管对瞬间直流噪声（尖峰高压）的抑制几乎没效果。
适配器 plug（插头）的插入抖动（电压尖峰）在所难免（无吸收电路时）。
如果在 DC 接口浸水时被接入已带电的适配器，则瞬间会给 VBUS 带来较大过冲能量。改善措施如下。
更换 DC 板的浪涌管规格型号，改善瞬间直流噪声（尖峰高压）抑制效果。
在充电芯片输入前端增加稳压管，吸收适配器 plug 的插入抖动（电压尖峰）。
以上措施在研发阶段验证后，还需要对器件进行批量验证，我们已在 CC 项目中采
用这些措施，在未确认结论有效前，暂时禁用定制物料。新项目整机峰值功率较低，经评估，可使用 B 公司新替代型号物料来进行验证。
【收获】
攻克业界带电池音箱使用难题。CC 项目采用低工作电压元器件，通过与供应商进行技术交流，我们采用定制充电 IC 的方案，虽然因浪涌管规格不匹配，以及适配器的插入抖动（电压尖峰）电压过高，带来充电 IC 损坏问题，但为了提升用户的体验，我们打破硬件边界设计局限，解决业界难题。CC 项目在电池电量低（1% ～ 20%）时，使用最大音量播放音视频，调整屏幕亮度为最大，可以做到整机不断音、不掉电，且在同等使用场景下，待机时长能够增加 25%，用户体验时间优于主流带电池音箱体验，同时也作为一次技术创新，为后续带电池产品积累了宝贵的设计经验。
案例2 方糖R项目使用某型号DC-DC，3.3V输出纹波过大
【问题描述】
2019 年初，方糖 R 项目带着普惠的使命，在设计之初就对电源做了精简设计。EVT 第一版设计时，使用 A 芯片使 12V 转 3.3V 静态纹波符合标准，但当负载工作时，纹波超过标准的 3%，纹波测试如图 2-4 所示。 
图 2-4 纹波测试
【问题分析】
造成纹波超标现象的原因主要有 3 点：一是滤波电路设计问题；二是环路稳定性问题；三是动态响应问题，我们可以一步一步进行排查。
硬件问题的排查思路很重要，不是想到哪里排查哪里，而是要有方法，否则实验效率低。排查要遵循的原则就是定性分析和定量测试。先将问题定性，明确是哪一种原因造成的问题，再去进行参数调整，在参数调整的过程中，要记得定量测试，不要引入过多的变量，否则会很难做判断。最关键的是要找到根本原因，如果整改问题的最后措施毫无逻辑，以及没有充分的证据支持，那么说明还没找到根本原因。电源电路原理图如图 2-5 所示。
首先检测滤波电路的设计，我们在输出端增加了不同容值大小的电容，发现纹波只有微小改善，说明纹波超标并不是滤波电路设计造成的。
其次检测环路的稳定性，将 DC-DC 输出端断开，并将 DC 端口与电子负载相接，进行瞬态开关测试，测试得出环路是稳定的，当有负载变化时，并没有出现振铃等不稳定的情况。所以纹波超标也不是环路不稳定造成的。
图 2-5 电源电路原理图
最后检测电路的瞬态响应。瞬态测试结果如图 2-6 所示。为了验证纹波超标是否是瞬态响应引起的，我们采用 ACOT（Advanced Constant On Time，改进的固定导通时间）架构的 DC-DC 接到负载 （ACOT架构的 DC-DC 瞬态响应更好），发现纹波瞬间变得很小，在 50mV 以下。至此，定性分析完成，可以确定纹波超标是瞬态响应过慢造成的。接下来进行定量测试。
图2-6 瞬态测试结果
该 DC-DC 可以调整电感和前馈电容。固定前馈电容不变，电感减小能提升瞬态响应性能，我们发现重载时纹波确实降到了要求以内，但是轻载时纹波变大。这种情况符合电感特性，电感阻交流通直流，感值变小时虽然瞬态响应好，但是纹波电流一定增大，因此可以在输出端增加电容来降低此时的纹波，当输出端贴两个 22µF 的电容后，轻载与重载情况下的纹波都可以满足要求，这时问题解决了吗？对于追求极致成本的项目，显然这不是最优解，两个 22µF 的电容成本是不被我们接受的。
调整瞬态响应还可以固定电感大小不变，只调整前馈电容。规格书建议的前馈电容为22pF，通常这个电容是在 20pF 左右，但在该容值附近进行调试时并没有改善纹波。为了定量测试，将该电容增大，当该电容增大到 680pF 时，重载和轻载的纹波都变得很小，符合标准要求。
至此，我们找到了解决方案，但是这结束了吗？并没有，修改前馈电容会影响环路稳定性，那么容值改为 680pF 是否有风险呢？于是需要原厂使用网络分析仪对其进行环路测试，最终测试结果通过。至此，该问题得到完美解决。
【收获】
问题解决思路得到提升。从上面的排查过程中，我们可以看到，定性分析及定量测试是非常重要的，定性分析可以找到导致纹波过大的原因，当找到这个原因后我们再去做定量测试，问题就很快并清晰地得到了解决。对于规格书中的建议值，其实不是一定要选择和它一样的，而是要懂得其中的原理，这样才能有更多的优化措施。
大部分高性能的电子设备对于瞬态响应是有一定要求的，特别是 Linux 或安卓平台的电源设计，瞬态响应设计尤为关键，在经过大量的实践与沉淀后，电子团队总结了一套设计方法论。硬件设计必须将理论和实践相结合，每走一步都要进行闭环验证，避免方向上是正确的，但最终没得到想要的结果。
2.2.2 技术沉淀
1．电源的选型
（1） LDO 的选型
LDO 的主要参数如下。
① 输出电压。
输出电压是低压差线性稳压器最重要的参数，也是电子设备设计者选用稳压器时首先应考虑的参数。低压差线性稳压器有固定输出电压和可调输出电压两种类型。使用固定输出电压稳压器比较方便，且输出电压是经过厂家精密调整的，所以稳压器的精度很高。但是其设定的输出电压数值均为常用电压值，不可能满足所有的应用要求，且外接元件数值的变化将影响稳定精度。
② 最大输出电流。
用电设备的功率不同，要求稳压器输出的最大电流也不相同。通常，输出电流越大的稳压器，它的成本越高。为了降低成本，在多只稳压器组成的供电系统中，应根据各部分所需的电流值选择适当的稳压器。
③ 输入输出电压差。
输入输出电压差是低压差线性稳压器最重要的参数。在保证输出电压稳定的条件下，该电压压差越低，线性稳压器的性能就越好。比如，5V 的低压差线性稳压器，只要输入 5.5V电压，其输出电压稳定在 5V。
④ 接地电流。
接地电流（IGND）是指串联调整管输出电流为零时，输入电源提供的稳压器工作电流。该电流有时也被称为静态电流。通常较理想的低压差稳压器的接地电流很小。
⑤ 负载调整率。
负载调整率是指负载电流变化对输出电压变化的影响程度。其定义为输入电压不变时，负载电流的变化引起输出电压的变化与输出电流变化的比值。
负载调整率与误差放大器的放大倍数及调整管的跨导有关，为了减小负载调整率，可以提高输出电压变化和输出电流变化两个参数，如式（2-1）所示。
⑥ 线性调整率。
线性调整率是指输入电压变化对输出电压变化的影响程度。该值越小，LDO 的稳压能力越强。线性调整率定义为在恒定负载电流、温度等条件下，改变输入电压，输出电压的变化量与输入电压的变化量的比值。
线性调整率与功率调整管的跨导和导通电阻、反馈电阻、负载及误差放大器的增益有关。如式（2-2）所示。
⑦ 电源抑制比。
LDO 的输入源往往有许多干扰信号，PSRR （Power Supply Rejection Ratio，电源纹波抑制比）反映了 LDO 对于这些干扰信号的抑制能力。
选型考虑因素如下。
① 电路应用时要确保 SOT-223 封装的 LDO 插入功耗小于 0.7W[P=UI=（VIN-VOUT）×I LOAD]。
② 3.3V 转 1.5V 电路，若负载电流小于 390mA，则可以用一个 SOT-223 LDO 供电，若负载电流大于 390mA，考虑到散热，则需要换成 DC-DC 供电；5V 转 1.5V 电路，若负载电流小于 200mA，可以用一个 SOT-223 LDO 供电，若负载电流大于 200mA，考虑到散热，则需要换成 DC-DC 供电。
③ LDO 输入电压要小于 LDO 规格标注的最高输入电压。
④ 选择 IQ（Quiescent Current，静态电流）小的 LDO，建议 IQ 不大于 1mA。
⑤ 选择带有 OCP（Over Current Protection，过流保护）和 OTP（Over Temp Protection，过温保护）功能的 LDO。
⑥ 反向泄漏保护。在某些 LDO 输出端上的电压高于输入端电压的特殊应用中，反向泄漏保护可以有效防止电流从 LDO 的输出端流向输入端。如果忽视这点，这种反向泄漏则会损坏输入电源，特别是当输入电源为电池的时候。
⑦ PSRR：PSRR=20log{[Ripple（in）/Ripple（out）]}，建议大于 40dB。
（2） DC-DC 的选型
① DC-DC Buck（降压）转换器的几种基本控制架构如下。
在一个完整的 Buck 电路（降压电路）中，检测反馈信号的方法多种多样，所以控制开关占空比的方法也有很多种，对 Buck 转换器的特性要求也不一样，这就导致了各种不同控制架构的出现。
CM（Current Mode，电流控制）模式示意图如图 2-7 所示，其波形图如图 2-8 所示。
图2-7 电流控制模式示意图
图 2-8 电流控制模式波形图
工作过程：通过对 MOSFET （Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属 - 氧化物半导体场效应晶体管）功率开关的导通时间进行控制以实现对输出电压的调节，它有一个固定频率的内部时钟控制着其导通与关断，导通时间取决于电感峰值电流检测信号和误差放大器的比较结果。受较窄的系统带宽的限制，电流控制模式 Buck 转换器对瞬态负载的响应速度比较慢，所以它的输出电压跌落和上冲就会比较大，恢复过程也需要比较长的时间。
CMCOT（Current Mode Constant on Time，电流模式固定导通时间）电路示意图如图2-9所示。
图 2-9 CMCOT 电路示意图
工作过程：CMCOT 型 Buck 转换器的 MOS 开关拥有固定的导通时间，通过对 MOS开关关断时间的控制，调整输出电压（变相的调整频率）。这种架构中包含了误差放大器和电流检测电路，但关断时间取决于电感谷值电流的检测信号和误差放大器的比较结果。与电流控制模式相比，这种模式的转换器具有更宽的带宽，响应速度也更快。
ACOT（Advanced Constant-On-Time，改进的固定导通时间）电路示意图如图 2-10所示。
图 2-10 ACOT 电路示意图
工作过程：ACOT 的控制逻辑非常简单易懂，反馈电压和虚拟电感电流脉动信号相加以后与参考电压进行比较，当前者的幅度低于后者时，一次单稳态导通过程即被触发（触发信号在经过一个与最短截止时间相等的时间以后即被自动复位），上桥开关打开后，输入电压进入开关节点加到电感上，电感电流即线性增加；经过预设的固定导通时间以后，上桥开关关闭，续流开关打开，电感电流从最高点开始线性降低。与此同时，一个最短截止时间单稳态过程被触发，以防止在开关噪声持续期间另一次导通过程发生，并使反馈电压和电流感应信号可以被正确地获取。最短截止时间被保持在极短的状态，这样可以保证另一次导通过程可以在需要时被及时启动，以便满足负载的需要。
ACOT 型 Buck 转换器的特性：极快的瞬态响应速度；可以使用低 ESR （Equivalent Series Resistance，等效串联电阻）的 MLCC （Multi-layer Ceramic Capacitors，片式多层陶瓷电容器）作为输出电容；稳定的平均工作频率。请注意，它不使用电流检测电路和误差放大器，而是直接将检测到的输出电压和虚拟的电感电流脉动信号与参考电压进行比较，以决定何时需要唤醒下一次导通过程。
② FPWM （Force Pulse Width Modulation，强制脉冲宽度调制）和 PSM （Pulse Skip Modulation，脉冲跨周期调制）两种模式的差异如下。
FPWM 就是固定开关频率调制，调整脉冲宽度来实现不同电压和不同负载的调节。
优点：频率固定，对 EMI 控制有好处。相位补偿电路计算相对简单。
缺点：轻载时，开关频率不变，效率低；负载快速变化时，响应速度慢，输出纹波会比较大；需要增加斜坡补偿电路来提高稳定性，成本增加。
适用场景：适用于负载变化不大的场景。系统对特定频率干扰敏感，可以选择此固定频率的器件以避开特定频率。
PSM 就是固定脉冲宽度调制，调整开关频率来实现不同电压和不同负载的调节。
优点：轻载时，开关频率低，效率高； 当负载电流快速变化时，响应速度快，电压跌落小，纹波抑制能力好。
缺点：因为开关频率的变化，有可能会带来 EMI 问题。
适用场景：适用于负载变化大的场景。
③ 自举电容的作用。
为什么需要自举电路？
由于 NMOS （N-Metal-Oxide-Semiconductor，N 型金属 - 氧化物 - 半导体晶体管）比PMOS （Positive channel Metal Oxide Semiconductor，P 沟 道 MOS 晶 体 管 ） 的导通损耗更小，且 NMOS 的面积可以做得更小，因此大多数DC-DC 采用的都是开关管 NMOS。而想要导通 NMOS，栅极电压必须要大于漏极电压，而漏极电压已经是整个系统中最大的输入电压了，因此栅极电压需要一个更高的电压，这时，就需要一个自举电路，让电荷泵得到更高的电压，自举电容即电荷泵的重要组成部分。自举电路示意图如图 2-11 所示。
图 2-11 自举电路示意图
自举电路的工作原理为：在电路内部，一个 LDO 产生 3.3V的电压，并通过一个二极管将其接到自举电容的一端，而自举电容的另一端接到 LX 端。控制器上电瞬间，其低位同步整流MOS 管导通，LX 端被接到地，这时自举电容通过二极管和低位 MOS 管充电至 3.3V。当驱动器工作瞬间，驱动器的正公共端电压保持 3.3V，负公共端电压保持 0V。接着开关管被导通，VLx 开始升高，此时驱动器的正公共端电压也被抬高，而VLx 越大，驱动器的正、负公共端的电压都会加大，其输出电位就越高，直到开关管完全导通，此时自举电容一端的电压为（3.3+VIN）V，另外一端电压为VIN。接着，导通时间结束，低位 MOS 管开始续流，此时自举电容的 LX 端电压突变为0V，这时 3.3V 内部电源又通过二极管给电容充电，整个过程就完成了一个控制周期。
④ DC-DC 选型需要考虑因素如下。
DC-DC 的最大输入电压要高于实际输入电压的 20%，VIN×1.2<VIN_rating<VIN×2。
输出最大电流I MAX：I LOAD ≤I MAX（60℃）<I LOAD+0.5，保证 60℃环温下 DC-DC持续输出有效电流大于等于负载的最大有效电流值I LOAD。
OCP：OCP 保护点的电流要大于负载的最大峰值电流。
效率要求：选择轻载高效型 DC-DC。电路设计尽量选择低压差转换，提高 DC-DC 转换效率。
控制方式选择：动态响应性能 ACOT>CMCOT>FPWM，建议选择 CMCOT、ACOT等以上的反馈控制方式。
